具有很宽的有效频率范围，非常适合板级电源滤波。6、电容的安装谐振频率上一节介绍的是电容自身的参数，当电容安装到电路板上后，还会引入额外的寄生参数，从而引起谐振频率的偏移。充分理解电容的自谐振频率和安装谐振频率非常重要，在计算系统参数时，实际使用的是安装谐振频率，而不是自谐振频率，因为我们关注的是电容安装到电路板上之后的表现。电容在电路板上的安装通常包括一小段从焊盘拉出的引出线，两个或更多的过孔。我们知道，不论引线还是过孔都存在寄生电感。寄生电感是我们主要关注的重要参数，因为它对电容的特性影响大。电容安装后，可以对其周围一小片区域有效去耦，这涉及到去耦半径问题，本文后面还要详细讲述。现在我们考察这样一种情况，电容要对距离它2厘米处的一点去耦，成都STRYKER史赛克L9000冷光源主机芯片级维修，这时寄生电感包括哪几部分。首先，成都STRYKER史赛克L9000冷光源主机芯片级维修，电容自身存在寄生电感，成都STRYKER史赛克L9000冷光源主机芯片级维修。从电容到达需要去耦区域的路径上包括焊盘、一小段引出线、过孔、2厘米长的电源及地平面，这几个部分都存在寄生电感。相比较而言，过孔的寄生电感较大。可以用公式近似计算一个过孔的寄生电感有多大。公式为其中：L是过孔的寄生电感，单位是nH。h为过孔的长度，和板厚有关，单位是英寸。d为过孔的直径，单位是英寸。那第三方服务商怎样才能发展起来呢？成都STRYKER史赛克L9000冷光源主机芯片级维修

    考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载，L不宜过大，建议不超过μH。：钳位吸收电路设计如图8所示，反激变换器在MOS关断的瞬间，由变压器漏感LLK与MOS管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS管的漏极，如果不加以限制，MOS管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。反激变换器设计中，常用图9（a）所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD钳位吸收）。RClamp由下式决定，其中Vclamp一般比反射电压Vor高出50～100V，LLK为变压器初级漏感，以实测为准：图9RCD钳位吸收CClamp由下式决定，其中Vripple一般取Vclamp的5%～10%是比较合理的：输出功率比较小（20W以下）时，钳位二极管可采用慢恢复二极管，如1N4007；反之，则需要使用快恢复二极管。：补偿电路设计开关电源系统是典型的闭环控制系统，设计时，补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器，绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统，所以它的补偿电路容易设计。通常，使用DeanVenable提出的TypeII补偿电路就足够了。在设计补偿电路之前，首先需要考察补偿对象（功率级）的小信号特性。如图8所示。成都STRYKER史赛克L9000冷光源主机芯片级维修也有医院财大气粗，说不在乎那点维修费，但既然是财大的医院，是不是该更多的为行业、为社会承担一些责任？

    由于反激式变压器开关电源的变压器次级线圈N2绕组的输出电压都经过整流滤波，而滤波电容与负载电阻的时间常数非常大，因此，整流滤波输出电压Uo基本就等于uo的幅值Up。对(1-104)和(1-105)式进行积分，并把uo用Uo代之，即可求得：i2=－Uo*t/L2＋i2(0)K关断期间(1-106)ф=－Uo*t/N2＋ф(0)K关断期间(1-107)式中，i2是流过变压器次级线圈N2绕组的电流，为变压器铁心中的磁通；i2(0)为变压器次级线圈N2绕组的初始电流，ф(0)为初始磁通。实际上，i2(0)正好等于控制开关刚断开瞬间流过变压器初级线圈N1绕组的电流被折算到次级绕组回路的电流，即：i2(0)=i1m/n；而ф(0)正好等于控制开关刚断开瞬间变压器铁心中的磁通，即：ф(0)=S?Bm。当控制开关K将要关断时，i2和ф均达到小值。即：i2x=－Uo*Toff/L2＋i1m/nK关断期间(1-108)фx=－Uo*Toff/N2＋S?BmK关断期间(1-109)(1-108)式中，n为变压器次级线圈与初级线圈的匝数比。当开关电源工作于电流临界连续工作状态时，(1-108)式中的i2x等于0，而(1-109)式中的фx等于S?Br。由(1-102)式和(1-108)式，或者(1-103)式和(1-109)式，并注意到，变压器次级线圈与初级线圈的电感量之比正好等于n2(n平方)。

    所以就不难想象会使线温、铁温升高不少。当然这种尖峰对电源的可靠性也会带来不利影响。为了有效减低二极管反向恢复引起的尖峰振荡，采用原边串一小电感量的电感，并用二极管进行箝位（图2、图4）来达到“零电流”开通是常见惯用的方法，桥式、正激都有应用，对改善这种开关管导通时的反向恢复尖峰很有帮助，对降低变压器的工作温升也效果明显。但处理不当时，这一附加电感的无功“吞吐”在箝位二极管上也会引起一种新的尖峰振荡，同时也会与开关管结电容（或谐振电容）、变压器分布参数发生新的“谐振”，使原边“附加”新的高频环流….无论在硬开关或移相谐振软开关中都可能会遇到这个问题，因此选取比较好附加串联电感的参数，就不是一件简单的事情了，有时往往许要通过实测来修正。当然要有效降低开关管导通时的“尖峰振荡”，一般还会采取在二极管上并RC吸收、引脚上套饱和磁珠、合理选取开关管栅极电阻等组合措施。曾用一个双管正激48KHz3KW的实验电源做过对比测试，采用同一个变压器，不同的尖峰吸收措施，起始温度都相同，见其电压尖峰波形分别如图5、图6，在相同环境无风冷条件下满载工作2分钟后再测变压器线包的温升，结果图6波形要比图5波形低5~6度！经调查发现更换的球管未经注册，定性为无证经营无产品注册证书的医疗器械案。

    电路在谐振时容抗等于感抗，所以电容和电感上两端的电压有效值必然相等，电容上的电压有效值UC=I*1/ωC=U/ωCR=QU，品质因数Q=1/ωCR，这里I是电路的总电流。电感上的电压有效值UL=ωL*I=ωL*U/R=QU，品质因数Q=ωL/R。因为：UC=UL所以Q=1/ωCR=ωL/R。电容上的电压与外加信号电压U之比UC/U=（I*1/ωC）/RI=1/ωCR=Q。电感上的电压与外加信号电压U之比UL/U=ωLI/RI=ωL/R=Q。从上面分析可见，电路的品质因数越高，电感或电容上的电压比外加电压越高。Q值影响电路的频率选择性。当电路处于谐振频率时，有大的电流，偏离谐振频率时总电流小。我们用I/I0表示通过电路的电流与谐振电路中电流的比值，即相对变化率。ω/ω0表示频率偏离谐振频率程度。图6显示了I/I0与ω/ω0关系曲线。这里有三条曲线，对应三个不同的Q值，其中有Q1>Q2>Q3。从图中可看出当外加信号频率ω偏离电路的谐振频率ω0时，I/I0均小于1。Q值越高在一定的频偏下电流下降得越快，其谐振曲线越尖锐。也就是说电路的选择性是由电路的品质因素Q所决定的，Q值越高选择性越好。在电路板上会放置一些大的电容，通常是坦电容或电解电容。这类电容有很低的ESL，但是ESR很高，因此Q值很低。维修时增加部件以增有效果 在维修过程中，维修公司可能会应医疗机构要求.成都STRYKER史赛克L9000冷光源主机芯片级维修

现行法律法规对这种行为并无禁止性规定；成都STRYKER史赛克L9000冷光源主机芯片级维修

    一般在整流后的小电压Vinmin_DC处设计反激变换器，可由Cbulk计算Vinmin_DC：：确定大占空比Dmax反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM模式存储的能量少，故DCM模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM模式而言，DCM模式使得初级电流的RMS增大，这将会增大MOS管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。图4反激变换器对CCM模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益**由占空比决定。而DCM模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM模式与CCM模式的临界处（BCM模式）、输入电压低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM模式，还是DCM模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。如图4。成都STRYKER史赛克L9000冷光源主机芯片级维修

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