除了选择正确的二极管外，设计人员还能够通过调节栅极驱动导通源阻抗来控制Eon损耗。降低驱动源阻抗将提高IGBT或MOSFET的导通di/dt及减小Eon损耗。Eon损耗和EMI需要折中，因为较高的di/dt会导致电压尖脉冲、辐射和传导EMI增加。为选择正确的栅极驱动阻抗以满足导通di/dt的需求，可能需要进行电路内部测试与验证，然后根据MOSFET转换曲线可以确定大概的值(见图3)。假定在导通时，FET电流上升到10A，根据图3中25℃的那条曲线，为了达到10A的值，栅极电压必须从，平均GFS为10A/()=Ω。公式1获得所需导通di/dt的栅极驱动阻抗把平均GFS值运用到公式1中，得到栅极驱动电压Vdrive=10V，所需的di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以计算出导通栅极驱动阻抗为37Ω。由于在图3的曲线中瞬态GFS值是一条斜线，会在Eon期间出现变化，意味着di/dt也会变化。呈指数衰减的栅极驱动电流Vdrive和下降的Ciss作为VGS的函数也进入了该公式，表现具有令人惊讶的线性电流上升的总体效应。同样的，IGBT也可以进行类似的栅极驱动导通阻抗计算，肇庆史赛克L10冷光源更换高压包，肇庆史赛克L10冷光源更换高压包，VGE(avg)和GFS可以通过IGBT的转换特性曲线来确定，肇庆史赛克L10冷光源更换高压包，并应用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。具有比较过硬的电子维修技术，尽量做到元件级修理，更换通用元器件，降低维修材料成本；肇庆史赛克L10冷光源更换高压包

    则这层铜带绕组的电流分布和绕组损耗可以通过Dowell方程得出，如式（）所示:式中f是工作频率，σeq是铜带的等效电导率，μ是绕组的磁导率，Aeq和W是等效铜带的厚度和宽度。总的旁路磁通绕组损耗可以通过求和得出，如式（）所示:通过用一维的方式分析旁路磁通可知:绕组的电流密度与沿导体的磁场强度密切相关，不同的气隙位置导致不同的窗口磁势，因此沿导体的磁场强度会有较大的不同，沿导体的电流密度分布也会有较大的不同。旁路磁通的大小是与磁芯高度方向上的平均磁压降密切相关的。当气隙处于中间与两端时，磁压分布如下图所示：图EI型（a）和EE（b）型磁芯电感窗口磁势分布图a中的平均磁压降为IN/2，b为IN/4。假定旁路磁通与底边平行，又由于B=dU*u0/w，可知，a中的磁密必定大于b中的磁密，磁场方向与线圈垂直。下面是损耗与平均磁压降的关系：图损耗随平均磁压降变化图由图可看出磁压降越低，损耗越低。由此，如果我们可以将磁压降降得更低，就可得到损耗更低的电感！图磁压降与气隙位置的关系由于它将气隙交错布置，使磁压降在高度方向上出现二次转折，*为IN/8。它的损耗比起气隙居中者可再下降约50%。因此我们可以知道在电感磁势一定的情况下。肇庆史赛克L10冷光源更换高压包医院医工人员构成复杂，学历、专业、基本素质参差不齐、人员数量较少。

    R1//R2)*C使用同样的方法，可以将下图(a)电路等效成(b)的放电电路形式，得到电路的时间常数：t=RC=R1*(C1+C2)用同样的方法，可以将下图(a)电路等效成(b)的放电电路形式，得到电路的时间常数：t=RC=((R1//R3//R4)+R2)*C1对于电路时间常数RC的计算，可以归纳为以下几点：1).如果RC电路中的电源是电压源形式，先把电源“短路”而保留其串联内阻；2).把去掉电源后的电路简化成一个等效电阻R和等效电容C串联的RC放电回路，等效电阻R和等效电容C的乘积就是电路的时间常数；3).如果电路使用的是电流源形式，应把电流源开路而保留它的并联内阻，再按简化电路的方法求出时间常数；4).计算时间常数应注意各个参数的单位，当电阻的单位是“欧姆”，电容的单位是“法拉”时，乘得的时间常数单位才是“秒”。对于在高频工作下的RC电路，由于寄生参数的影响，很难根据电路中各元器件的标称值来计算出时间常数RC，这时，我们可以根据电容的充放电特性来通过曲线方法计算，前面已经介绍过了，电容充电时，经过一个时间常数RC时，电容上的电压等于充电电源电压的，放电时，经过一个时间常数RC时，电容上的电压下降到电源电压的。如上图所示，如通过实验的方法绘出电容的充放电曲线。

    励磁电流的比较大值Iμm用示波器很容易可以测到，正好等于图2-26-b中励磁电流iμ跟随时间线性增长的比较大增量。测量出励磁电流的比较大值Iμm后，把Iμm值代入(2-76)式，即可求得励磁电流产生的半波平均功率Pμ。磁滞损耗半波平均功率Pc可根据(2-76)式或(2-77)式求得，不过在求Pc时，还须先求反激输出电压在负载电阻R1上的半波平均功率Pr1；而计算反激输出电压在负载电阻R1上的半波平均功率Pr1时，还得先求反激输出电压在负载电阻R1上的全波平均值Pra；而全波平均值Pra就是反激输出电压在负载电阻R1上损耗的功率。计算反激输出电压在负载电阻R1上的功率Pra时，需要测量滤波电容C1两端的电压Uc；不过C1两端的电压是一个直流，相当于反激输出电压的平均值；反激输出电压的幅值也是滤波电容C1两端的直流电压幅值，不过这个幅值不是通过一次反激电压输出就能积分出来的，它需要经过很多次反激电压输出，并经过多次积分后，才能使输出电压后面稳定下来。C1两端的电压的测量比较容易，用普通电压表就可以测量，但比较好用示波器的直流档来测量；因为，普通电压表的内阻比较小，会影响测量精度。电压Uc被测量出来后。作为一个医疗设备维修管理人员，我们的身份具有双重性。

    但是磁芯窗口宽度是很有限的，这样做会减小磁芯窗口的利用率。②将绕组导体放置在磁芯窗口中一个固定的区域中，而这个区域边缘磁通很小，这种方式同样可以减小气隙边缘磁通造成的导体涡流损耗，但是这种方式增加了绕线的复杂性。③采用分布式气隙或均匀分布气隙。因为在气隙总长度不变的情况下，每个气隙的尺寸得以减小，这种方式可以在很大程度上减小气隙边缘磁通，它附近导体的涡流损耗会有较大的改善，但是这种方式的磁芯需要特殊的加工，比较复杂。同时增加太多的小气隙，对减少绕组的损耗不一定明显。磁芯和绕组参数同图(a)和表1中的三种方案。气隙布置在3个磁芯柱上，每个磁芯柱上的气隙总长为，拆分成的小气隙在磁柱上均匀分布，图。当电感绕组中通过幅值为1A，频率为300kHz的正弦电流时，用AnsoftMaxwell2D电磁场有限元软件得到单位长度的绕组损耗随小气隙个数的变化趋势如图。图（a）铜箔绕组结构图（b）漆包线绕组结构图图漆包线绕组和铜箔绕组的磁通分布图图绕组损耗随气隙间磁柱长度变化的关系图图多气隙结构图图绕组损耗与分布气隙个数的关系图对图，刚开始增加气隙的个数，能减少绕组的损耗。但气隙的个数增加到6到7个气隙以后。控制维修价格，规避维修风险。宝鸡L10光源主机芯片级维修

极大影响了医疗设备的运行效率，更影响设备的使用寿命。肇庆史赛克L10冷光源更换高压包

    图图图.一轴对称模型在频率为20KHz时电流密度的分布图临近效应与集肤效应是共存的。集肤效应是电流主要集中在导体表面附近，但是沿着导体圆周的电流分布还是均匀的。如果另一根载有反向交流电流的圆柱导体与其相邻，其结果使电流不再对称地分布在导体中，而是比较集中在两导体相对的内侧，形成这种分布的原因可以从电磁场的观点来理解。电源能量主要通过两线之间的空间以电磁波的形式传送给负载，导线内部的电流密度分布与空间的电磁波分布密切相关，两线相对内侧处电磁波能量密度大，传入导线的功率大，故电流密度也较大。如果两导线载有相同方向的交变电流，则情况相反，在两线相对外侧处的电流密度大。3.导体的边缘效应Dowall提出了计算两绕组变压器绕组交流电阻的方法，此方法先将圆导体转化为方形，并作如下假设:①磁场被假定为一维变量，垂直于导体的分量被忽略，并且总磁场强度在每个导体层中为常量;②绕组被假定为无限长片状导体的一部分，电流密度沿每层导体截面是常数，导体边缘效应被忽略;③假定磁芯不存在，线圈在整个磁芯宽度方向上均匀分布;④流过绕组的电压和电流均为正弦波，且线圈无开路。后来的研究者们对此方法提出了一些修正。事实上。肇庆史赛克L10冷光源更换高压包

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